通过ICE1CS02芯片如何实现PFC+PWM电路的设计

电子设计 2018-10-12 08:12 次阅读

近年来,提高开关电源的功率因数,减轻其对电网的污染成为电源发展的必然趋势。为了使输入电流谐波满足要求,需要加入功率因数校正(PFC)电路。目前小功率场合应用得最广泛的是PFC级和PWM级共用一套控制电路,在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低等优点。

文中介绍了一种基于ICE1CS02的PFC+PWM电路的基本原理及其设计过程,并设计出500 W实际电路。

1 电路设计

英飞凌的ICE1CS02芯片是由功率因数校正(PFC)和脉宽调控(PWM)两种电流模式控制器组成,其中PFC级采用非线性增益电路取代乘法器技术,可以获得较高的功率因数;而PWM采用电流模式控制,可以提高响应速度和轻载时的系统效率。

电路的PFC级采用非隔离式Boost电路,具有效率高、易于实现等特点;而PWM级采用双管正激电路结构,无需复位绕组,有利于减小变压器的体积,提高开关电源功率密度和工作效率。

PFC+双管正激变换器主电路原理图如图1所示。

通过ICE1CS02芯片如何实现PFC+PWM电路的设计

图1 PFC+双管正激变换器主电路原理图

电路的工作原理简述如下:当电路接通电源时,输入交流电压整流后的直流电压给辅助源提供信号,从而给主控芯片提供启动电压。PFC级的电压、电流反馈信号率先使前级进入正常工作,即PFC级输出电压400VDC;后级DC/DC变换电路由TL431获得偏差信号,经光耦隔离后反馈到主控芯片,控制开关管的导通与截止,实现最终稳压输出的目的。

在一个开关周期Ts内,PFC级MOS管M1开关一次,后级MOS管M2和M3同步开关2次,频率交错易于消除相互之间的干扰。一个主控芯片提供两种MOS管的控制信号,简化了控制电路设计。

电路中,变压器起隔离变压作用,不再需要复位绕组。二极管D6和D7导通把激磁能量回馈给输入源,并起去磁作用使变压器维持磁平衡。

2 仿真分析

Saber仿真软件是美国Synopsys公司开发的一款功能强大的系统仿真软件。来用Saber仿真软件对电路进行仿真分析可以验证电路的工作原理和可行性。

仿真设计参数:输入220 VAC;输出24 V/21 A;后级MOS管工作频率130 kHz;占空比0.4.

图2为通过仿真得出的PWM级MOS管的DS电压和主变压器T1初级电压、电流波形。

通过ICE1CS02芯片如何实现PFC+PWM电路的设计

图2 后级MOS管的DS电压波形

PFC级输出稳定的直流电压,PWM级MOS管导通时,两管DS电压均为零,变压器输入电流由于次级储能电感的作用线性增加,如图3中电流波形所示。

关断时,主变压器初级电势反向,通过二极管D6、D7把能量返回给输入端,并完成磁复位,如图3中电压波形所示。

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图3 主变压器TI初级电压、电路波形

由仿真实验验证了电路的基本工作原理。

3 主变庄器设计

变压器设计是整个电路设计的重点。现就500 W电路讨论PWM级正激式变压器的设计(设计要求以仿真参数为例):

根据输出功率与磁芯尺寸的关系,粗略估算磁芯有效面积值,选择磁芯型号的有效面积应大于理论计算值。选用了EE42磁芯,其有效面积Ae为2.33 cm2.

电路工作频率恒定,考虑高温时饱和磁感应强度Bs会下降,同时为降低高频工作时磁芯损耗,工作最大磁感应在一般选择为2000~2 500 Gs.

UP=UD-△U1=393-3=390 V

UP为变压器初级绕组电压幅值;UD是PFC级输出直流电压;△U1是初级绕组和MOS管的导通压降之和,在计算中可忽略不记。同理,变压器次级绕组电压幅值Us为:

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D为占空比,由于双臂正激电路中变压器需要磁复位,且根据伏秒时间相等原则,最大D不可能大于0.5,此处取0.35~0.4.

主变压器原边匝数:

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EON是功率管导通时变压器的伏秒量;△B磁通增量,此处取0.15~0.2 T.TON为导通时间。

主变压器副边匝数:

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根据电流有效值和导线选择经验,同时考虑高频工作时导线的集肤效应,当电流较大时,采用多股并绕,每股线径不得大于2倍穿透深度,漆包线的线径和股数可适当调整,使线包每一层能正好绕满,若计算出的原、副边匝数非整数,可选择匝数较小的一方取整,再根据匝比推算其他绕组匝数。选取初级匝数为33匝,次级匝数为5匝。

根据公式Ku=Ae/Q校核窗口,窗口系数Ku约为0.3~0.35.

在计算副边取整过程中调整了匝数,应由公式Np=(Vin×Ton)/(△B×Ae)校核最大磁感应,最大磁感应在3 000 Gs以内。

4 实测波形分析

以下波形无特殊说明即为输入电压220 VAC;输出功率500W条件测试所得。

4.1 PFC级波形分析

PFC电路的主要作用是通过取样输入电压波形,调整输入电流波形使之正弦化且相位与电压波形同步。

由图4可以看出,经过功率因数校正电路,输入电流正弦化,且相位和电压波形一致。经测试,功率因数达到了0.99.

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图4 PFC级输入电压、电流波形

4.2 PWM级波形分析

对于PWM级双管正激电路而言,其输入电压即为PFC级输出电压,基本稳定的400 VDC.由于存在变压器漏感和一些寄生参数,实际测试波形与仿真得到的波形有一些细微差别。实验波形如图5和图6所示。

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图5 后级MOS管M1&M2的电压、电流波形

通过ICE1CS02芯片如何实现PFC+PWM电路的设计

图6 主变压器T1初级DS电压波形

磁复位过程中,上、下两功率管承受最大电压不超过直流侧输入电压与二极管D6,D7正向压降之和。磁复位完成后,高频变压器初级电压被钳位在零点。此时,M2、M3两管电压均被钳位在输入电压的一半位置。此阶段一直保持到MOS管的下一次导通。图5中DS电压下降至一平台处即为输入电压的一半,也标志着磁复位的完成。

5 结论

分析了PFC+PWM电路的工作原理,通过500 W原理样机测试结果可以看出,样机满载时效率可达88%;功率因数不小于0.99;负载调整率不大于0.5%;输出24 V直流电压精度较高。验证了该电路具有驱动电路简单、可靠性高、体积小、效率高等优点,达到了在提高功率因数的前提下进行DC/DC变换的目的。

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